Paano Magdisenyo ng isang Flyback Converter - Comprehensive Tutorial

Ang isang pagsasaayos ng flyback ay ang ginustong topology sa mga disenyo ng aplikasyon ng SMPS higit sa lahat dahil ginagarantiyahan nito ang kumpletong paghihiwalay ng output DC mula sa input mains AC. Ang iba pang mga tampok ay may kasamang mababang gastos sa pagmamanupaktura, mas simpleng disenyo at hindi komplikadong pagpapatupad. Ang mababang kasalukuyang bersyon ng DCM ng mga converter ng flyback na may kasamang detalye ng output na mas mababa sa 50 wat ang mas malawak na ginagamit kaysa sa mas malaking mataas na kasalukuyang mga katapat.

Alamin natin ang mga detalye sa isang komprehensibong paliwanag sa pamamagitan ng mga sumusunod na talata:

Komprehensibong Gabay sa Disenyo para sa Off-line Fixed Frequency DCM Flyback Converter

Mga Mode ng Flyback ng Pagpapatakbo: DCM at CCM

Sa ibaba nakikita natin ang pangunahing eskematiko na disenyo ng isang flyback converter. Ang mga pangunahing seksyon sa disenyo na ito ay ang transpormer, ang switching power mosfet Q1 sa pangunahing bahagi, ang tulay na tagapagpatuwid sa pangalawang bahagi ng D1, isang filter capacitor para sa pag-aayos ang output mula sa D1, at isang yugto ng PWM controller na maaaring isang circuit na kinokontrol ng IC.

Ang ganitong uri ng disenyo ng flyback ay maaaring magkaroon ng isang CCM (tuluy-tuloy na mode ng pagpapadaloy) o DCM (Patuloy na mode ng pagpapadaloy) ng operasyon batay sa kung paano naka-configure ang kapangyarihan na MOSFET T1.

Talaga, sa DCM mode mayroon kaming buong elektrikal na enerhiya na nakaimbak sa pangunahing transpormer na inililipat sa pangalawang bahagi sa bawat oras na ang MOSFET ay naka-OFF sa panahon ng mga switching cycle nito (tinatawag ding panahon ng flyback), na humahantong sa pangunahing bahagi ng kasalukuyang umabot sa isang zero potensyal bago magawang I-ON muli ng T1 sa susunod nitong siklo ng paglipat.

Sa CCM mode, ang elektrikal na enerhiya na nakaimbak sa pangunahing ay hindi nakakakuha ng pagkakataon na ganap na mailipat o mahimok sa kabuuan ng pangalawa.

Ito ay sapagkat, ang bawat isa sa kasunod na mga pulso ng paglipat mula sa PWM controller ay ON ON T1 bago ilipat ng transpormer ang buong nakaimbak na enerhiya sa pagkarga. Ipinapahiwatig nito na ang kasalukuyang flyback (ILPK at ISEC) ay hindi pinapayagan na maabot ang zero potensyal sa bawat isa sa mga switching cycle.

Maaari nating masaksihan ang pagkakaiba sa pagitan ng dalawang mga mode ng pagpapatakbo sa sumusunod na diagram sa pamamagitan ng kasalukuyang mga pattern ng waveform sa kabuuan ng pangunahin at pangalawang seksyon ng transpormer.

Ang parehong mga mode ng DCM at CCM ay may mga tiyak na pakinabang, na maaaring matutunan mula sa sumusunod na talahanayan:

Kung ikukumpara sa CCM, ang circuit ng DCM mode ay humihiling ng mas mataas na antas ng kasalukuyang rurok upang matiyak ang pinakamainam na lakas sa pangalawang bahagi ng transpormer. Ito naman ay hinihingi ang pangunahing panig na ma-rate sa mas mataas na kasalukuyang RMS, nangangahulugang ang MOSFET ay kailangang ma-rate sa tinukoy na mas mataas na saklaw.

Sa mga kaso kung saan kinakailangan ang disenyo na itayo na may limitadong saklaw ng kasalukuyang pag-input at mga bahagi, pagkatapos ay kadalasang isang CCM mode fyback ang napili, na pinapayagan ang disenyo na gumamit ng medyo mas maliit na capacitor ng filter, at babaan ang pagkawala ng pagpapadaloy sa MOSFET at transpormer).

Ang CCM ay naging kanais-nais para sa mga kundisyon kung saan ang input boltahe ay mas mababa, habang ang kasalukuyang mas mataas (higit sa 6 na ampere), mga disenyo na maaaring ma-rate upang gumana nang higit sa 50 wat lakas , maliban sa mga output sa 5V kung saan ang wattage spec ay maaaring mas mababa sa 50 watts.

Ipinapahiwatig ng imahe sa itaas ang kasalukuyang tugon sa pangunahing bahagi ng mga flyback mode at ang kaukulang ugnayan sa pagitan ng kanilang mga triangular at trapezoidal waveforms.

Ang IA sa tatsulok na form ng alon ay nagpapahiwatig ng kaunting punto ng pagsisimula na maaaring makita bilang zero, sa simula ng switch ON na panahon ng MOSFET, at din ng isang mas mataas na kasalukuyang antas ng rurok na paulit-ulit sa pangunahing paikot-ikot ng transpormador sa oras hanggang sa muling lumipat ang MOSFET, sa panahon ng pagpapatakbo ng CCM.

Ang IB ay maaaring makilala bilang pagtatapos ng kasalukuyang lakas habang ang mosfet nakabukas ang switch (agwat ng Ton).

Ang na-normalize na kasalukuyang halaga ng IRMS ay makikita bilang pagpapaandar ng K factor (IA / IB) sa Y axis.

Maaari itong magamit bilang multiplier tuwing ang resistive loss ay kailangang kalkulahin para sa isang sari-saring bilang ng mga hugis ng alon na may sanggunian sa isang trapezoidal waveform na mayroong isang flat upper waveform.

Ipinapakita rin nito ang labis na hindi maiiwasang pagkalugi ng DC sa pagpapadaloy ng paikot-ikot na transpormer at mga transistor o diode bilang isang kasalukuyang paggalaw ng form ng alon. Ang paggamit ng mga ito ay nagpapayo sa taga-disenyo ay maiiwasan ang kasing ganda ng 10 hanggang 15% na pagkawala ng conduction na may mahusay na kinakalkula na disenyo ng converter.

Ang pagsasaalang-alang sa mga pamantayan sa itaas ay maaaring maging makabuluhang mahalaga para sa mga application na idinisenyo upang mahawakan ang mataas na mga alon ng RMS, at hinihingi ang isang pinakamainam na kahusayan bilang mga pangunahing tampok.

Maaaring posible na matanggal ang labis na pagkalugi ng tanso, kahit na maaaring humiling ng isang mabigat sukat ng pangunahing para sa pagtanggap ng mahahalagang mas malaking paikot-ikot na lugar ng window, sa kaibahan sa mga sitwasyon kung saan ang pangunahing mga detalye lamang ang naging mahalaga.

Tulad ng naintindihan namin sa ngayon, ang isang DCM mode ng operasyon ay nagbibigay-daan sa paggamit ng isang mas mababang sukat na transpormer, nagtataglay ng higit na pansamantalang tugon at gumagana na may kaunting pagkalugi sa paglipat.

Samakatuwid ang mode na ito ay lubos na inirerekomenda para sa mga flyback circuit na tinukoy para sa mas mataas na voltages ng output na may mas mababang mga kinakailangan ng ampere.

Kahit na posible na mag-disenyo ng isang flyback converter upang gumana sa DCM pati na rin sa mga mode na CCM, isang bagay ang dapat tandaan na sa panahon ng paglipat mula sa DCM patungong CCM mode, ang paglilipat na pagpapaandar na ito ay nababago sa isang operasyon na 2-poste, na nagpapababa ng mababang impedance para sa converter.

Ginagawa ang sitwasyong ito na kinakailangan upang isama ang mga karagdagang diskarte sa disenyo, kasama ang iba't ibang loop (feedback) at slope bayad na may paggalang sa panloob na kasalukuyang loop system. Praktikal na nagpapahiwatig ito na kailangan naming tiyakin na ang converter ay pangunahing dinisenyo para sa isang mode na CCM, ngunit nakakapagtrabaho kasama ang DCM mode kapag ang mga mas magaan na pag-load ay ginagamit sa output.

Maaaring maging kagiliw-giliw na malaman na sa pamamagitan ng paggamit ng mga advanced na modelo ng transpormer, maaaring posible upang mapahusay ang isang CCM converter sa pamamagitan ng mas malinis at magaan na regulasyon ng pag-load, pati na rin ang mataas na regulasyon sa krus sa isang malawak na saklaw ng pag-load sa pamamagitan ng isang stepped-gap-transformer.

Sa ganitong mga kaso ang isang maliit na puwang ng core ay ipinatupad sa pamamagitan ng pagpasok ng isang panlabas na elemento tulad ng isang insulation tape o papel, upang mahimok ang mataas na inductance sa una, at paganahin din ang pagpapatakbo ng CCM na may mas magaan na karga. Tatalakayin namin ito nang detalyado sa ibang oras ng aking kasunod na mga artikulo.

Ang pagkakaroon ng tulad maraming nalalaman na mga katangian ng DCM mode, hindi sorpresa na ito ang naging tanyag na pagpipilian sa tuwing ang isang walang abala na libre, mahusay at mababang lakas na SMPS ay kinakailangan upang idisenyo.

Sa sumusunod ay matututunan namin ang sunud-sunod na mga tagubilin tungkol sa kung paano mag-disenyo ng isang DCM mode flyback converter.

Mga Pagkakatulad sa Disenyo ng DCM Flyback at Mga Kinakailangan sa Pagpagsusunod-sunod ng Desisyon

Hakbang # 1:
Suriin at tantyahin ang iyong mga kinakailangan sa disenyo. Lahat Disenyo ng SMPS dapat magsimula sa pamamagitan ng pagtatasa at pagtukoy ng mga pagtutukoy ng system. Kakailanganin mong tukuyin at ilaan ang mga sumusunod na parameter:

Alam namin na ang parameter ng kahusayan ay ang mahalaga na kailangan munang mapagpasyahan, ang pinakamadaling paraan upang pumunta ay upang magtakda ng isang target na humigit-kumulang na 75% hanggang 80%, kahit na ang iyong disenyo ay isang mababang disenyo ng gastos. Ang dalas ng paglipat ay tinukoy bilang

Ang Fsw sa pangkalahatan ay dapat na makompromiso habang nakakakuha ng pinakamahusay na laki ng transpormer at pagkalugi na natamo dahil sa paglipat, at EMI. Alin ang nagpapahiwatig na maaaring kailanganin ng isang tao na magpasya sa isang dalas ng paglipat ng hindi bababa sa 150kHz. Kadalasan maaari itong mapili sa pagitan ng isang saklaw na 50kHz at 100kHz.

Bukod dito, kung sakaling higit sa isang output ang kinakailangan upang maisama para sa disenyo, ang maximum na halaga ng lakas na Pout ay kailangang ayusin bilang pinagsamang halaga ng dalawang output.

Maaari kang makahanap ng kagiliw-giliw na malaman na hanggang sa kamakailang mga oras ang pinakatanyag na maginoo na disenyo ng SMPS na dati ay mayroong mosfet at ang PWM switching controller bilang dalawang magkakaibang mga nakahiwalay na yugto, na isinama nang magkasama sa isang layout ng PCB, ngunit sa kasalukuyan sa mga modernong yunit ng SMPS ang dalawang yugto na ito ay matatagpuan na naka-embed sa loob ng isang pakete at ginawa bilang mga solong IC.

Pangunahin, ang mga parameter na karaniwang isinasaalang-alang habang nagdidisenyo ng isang flyback SMPS converter ay 1) Ang application o ang mga pagtutukoy ng pag-load, 2) Gastos 3) Standby power, at 4) Karagdagang mga tampok sa proteksyon.

Kapag ginamit ang mga naka-embed na IC, kadalasan ang mga bagay ay nagiging mas madali, dahil nangangailangan lamang ito ng transpormer at ilang panlabas na passive na bahagi upang makalkula para sa pagdidisenyo ng isang pinakamainam na flyback converter.

Tingnan natin ang mga detalye tungkol sa mga kasangkot na kalkulasyon para sa pagdidisenyo ng isang flaback SMPS.

Kinakalkula ang Input Capacitor Cin, at ang Saklaw ng Boltahe ng Input DC

Nakasalalay sa input ng boltahe at mga pagtutukoy ng kuryente, ang pamantayang panuntunan para sa pagpili ng Cin na tinukoy din bilang isang DC link capacitor ay maaaring malaman mula sa mga sumusunod na paliwanag:

Upang matiyak ang isang malawak na saklaw ng pagpapatakbo, maaaring mapili ang isang 2uF bawat watt o mas mataas na halaga para sa isang DC link capacitor, na magbibigay-daan sa iyo upang magkaroon ng isang mahusay na saklaw ng kalidad para sa sangkap na ito.

Susunod, maaaring kailanganin upang matukoy ang minimum na boltahe ng pag-input ng DC na maaaring makuha sa pamamagitan ng paglutas:

Kung saan ang paglabas ay nagiging tungkulin na ratio ng DC link capacitor, na maaaring humigit-kumulang sa paligid ng 0.2

Sa pigura sa itaas maaari nating mailarawan ang boltahe ng capacitor ng DC link. Tulad ng ipinakita, ang boltahe ng pag-input ay lumitaw sa panahon ng maximum na lakas ng output at minimum na input na boltahe ng AC, samantalang ang maximum na boltahe ng pag-input ng DC ay lumitaw sa panahon ng minimum na lakas ng pag-input (kawalan ng pag-load) at sa maximum na pag-input ng AC boltahe.

Sa panahon ng walang kundisyon ng pag-load, nakakakita kami ng isang maximum na boltahe ng pag-input ng DC, kung saan ang singil ng capacitor sa pinakamataas na antas ng AC input boltahe, at ang mga halagang ito ay maaaring ipahayag sa sumusunod na equation:

Hakbang3:

Sinusuri ang Flyback sapilitan boltahe VR, at ang maximum na stress ng boltahe sa MOSFET VDS. Ang Flyback na sapilitan boltahe VR ay maaaring maunawaan bilang ang boltahe sapilitan sa kabuuan ng pangunahing bahagi ng transpormer kapag ang mosfet Q1 ay nasa naka-switch na kondisyon na OFF.

Ang pagpapaandar sa itaas naman ay nakakaapekto sa maximum na rating ng VDS ng mosfet, na maaaring kumpirmahin at makilala sa pamamagitan ng paglutas ng sumusunod na equation:

Kung saan, ang Vspike ay ang voltage spike na nabuo dahil sa inductance ng leakage ng transpormer.

Upang magsimula sa, ang isang 30% Vspike out ng VDSmax ay maaaring makuha.

Sinasabi sa amin ng sumusunod na listahan kung magkano ang masasalamin na boltahe o sapilitan na boltahe ay maaaring inirerekomenda para sa isang 650V hanggang 800V na na-rate na MOSFET, at ang pagkakaroon ng isang paunang halaga ng limitasyon na VR na mas mababa sa 100V para sa isang inaasahang malawak na saklaw ng input ng boltahe.

Ang pagpili ng tamang VR ay maaaring maging isang bargain sa pagitan ng antas ng stress ng boltahe sa pangalawang rectifier, at ang pangunahing pagtutukoy ng mosfet.

Kung napili ang VR ng napakataas sa pamamagitan ng tumaas na turn ratio, magbibigay ng mas malaking VDSmax, ngunit isang mas mababang antas ng stress ng boltahe sa pangalawang bahagi na diode.

At kung napili ang VR ng napakaliit sa pamamagitan ng isang maliit na turn ratio, ay magiging sanhi ng VDSmax na maging mas maliit, ngunit magreresulta sa isang pagtaas sa antas ng stress sa pangalawang diode.

Ang isang mas malaking pangunahing bahagi ng VDSmax ay tiyakin hindi lamang ang mas mababang antas ng stress sa pangalawang bahagi na diode at pagbawas sa pangunahing kasalukuyang, ngunit papayagan din ang isang mabisang disenyo na maisakatuparan.

Flyback gamit ang DCM Mode

Paano Kalkulahin ang Dmax depende sa Vreflected at Vinmin

Ang isang maximum na ikot ng tungkulin ay maaaring asahan sa mga pagkakataon ng VDCmin. Para sa sitwasyong ito maaari naming idisenyo ang transpormer kasama ang mga threshold ng DCM at CCM. Sa kasong ito ang ikot ng tungkulin ay maaaring ipakita bilang:

Hakbang4:

Paano Makalkula ang Kasalukuyang Inductance Kasalukuyang

Sa hakbang na ito ay makakalkula namin ang pangunahing inductance at pangunahing kasalukuyang rurok.

Ang mga sumusunod na formula ay maaaring gamitin para sa pagkilala ng pangunahing kasalukuyang rurok:

Kapag nakamit ang nasa itaas maaari nating magpatuloy at kalkulahin ang pangunahing inductance gamit ang sumusunod na formula, sa loob ng maximum na mga hangganan ng cycle ng tungkulin.

Dapat mag-ingat tungkol sa flyback, hindi ito dapat pumunta sa CCM mode dahil sa anumang anyo ng labis na mga kondisyon sa paglo-load, at para sa maximum na pagtutukoy ng lakas na ito ay dapat isaalang-alang habang kinakalkula ang Poutmax sa Equation # 5. Ang nabanggit na kundisyon ay maaari ding maganap kung sakaling ang inductance ay nadagdagan sa halagang Lprimax, kaya't tandaan ang mga ito.

Hakbang5 :

Paano Pumili ng Optimal Core na Grado at Laki:

Maaaring magmukhang nakakatakot ito habang pinipili ang tamang pangunahing detalye at istraktura kung nagdidisenyo ka ng isang flyback sa kauna-unahang pagkakataon. Dahil ito ay maaaring kasangkot sa isang makabuluhang bilang ng mga kadahilanan at variable na isasaalang-alang. Ang ilan sa mga ito na maaaring maging mahalaga ay ang pangunahing geometry (hal. EE core / RM core / PQ core atbp), ang pangunahing sukat (hal. EE19, RM8 PQ20 atbp), at ang pangunahing materyal (hal.3C96. TP4, 3F3 atbp).

Kung ikaw ay clueless tungkol sa kung paano magpatuloy sa mga detalye sa itaas, isang mabisang paraan upang kontrahin ang problemang ito ay maaaring mag-refer sa a karaniwang gabay sa pagpili ng pangunahing sa pamamagitan ng pangunahing tagagawa, o maaari mo ring kunin ang tulong sa sumusunod na talahanayan na kung saan halos binibigyan ka ng mga karaniwang sukat ng core habang nagdidisenyo ng isang 65kHz DCM flyback, na may sanggunian sa lakas ng output.

Kapag tapos ka na sa pagpili ng pangunahing laki, oras na upang piliin ang tamang bobbin, na maaaring makuha ayon sa pangunahing datasheet. Ang mga karagdagang katangian ng bobbin tulad ng bilang ng mga pin, PCB mount o SMD, pahalang o patayong pagpoposisyon ng lahat ng ito ay maaaring kailanganing isaalang-alang bilang ginustong disenyo.

Ang pangunahing materyal ay mahalaga rin at dapat mapili batay sa dalas, density ng magnetic flux, at mga pangunahing pagkalugi.

Upang magsimula maaari mong subukan ang mga variant na may pangalang 3F3, 3C96, o TP4A, tandaan ang mga pangalan ng magagamit na pangunahing materyal na maaaring magkakaiba para sa magkatulad na uri depende sa partikular na paggawa.

Paano Makalkula ang Minimum na Pangunahing Mga Turno o Paikot-ikot

Kung saan ang term Bmax nangangahulugang ang pagpapatakbo ng maximum na density ng pagkilos ng bagay, sasabihin sa iyo ng Lpri tungkol sa pangunahing inductance, ang Ipri ay nagiging pangunahing rurok sa kasalukuyan, habang kinikilala ng Ae ang cross sectional area ng napiling pangunahing uri.

Dapat tandaan na ang Bmax ay hindi dapat pahintulutang lumampas sa saturating density ng pagkilos ng bagay (Bsat) na tinukoy sa datasheet ng pangunahing materyal. Maaari kang makahanap ng bahagyang pagkakaiba-iba sa Bsat para sa ferrite cores depende sa mga pagtutukoy tulad ng materyal na uri at temperatura subalit ang karamihan sa mga ito ay magkakaroon ng halaga na malapit sa 400mT.

Kung wala kang makitang detalyadong data ng sanggunian, maaari kang pumunta sa isang Bmax na 300mT. Kahit na ang pagpili ng mas mataas na Bmax ay maaaring makatulong sa pagkakaroon ng nabawasan na bilang ng mga pangunahing liko at mas mababang pagpapadaloy, ang pangunahing pagkawala ay maaaring makabuluhang tumaas. Subukang i-optimize sa pagitan ng mga halaga ng mga parameter na ito, tulad ng pagkawala ng pangunahing pagkawala at pagkawala ng tanso pareho ay itinatago sa loob ng mga katanggap-tanggap na mga limitasyon.

Hakbang 6:

Paano Kalkulahin ang bilang ng mga liko para sa pangunahing pangalawang output (Ns) at ang miscellaneous auxiliary output (Naux)

Nang sa gayon matukoy ang pangalawang pagliko kailangan muna nating hanapin ang turn ratio (n), na maaaring kalkulahin gamit ang sumusunod na pormula:

Kung saan ang Np ay pangunahing liko, at ang Ns ay ang pangalawang bilang ng mga liko, ang Vout ay nangangahulugang ang output boltahe, at sinabi sa amin ng VD patungkol sa pagbagsak ng boltahe sa pangalawang diode.

Para sa pagkalkula ng mga liko para sa mga auxiliary output para sa isang nais na halaga ng Vcc, maaaring magamit ang sumusunod na formula:

Ang isang auxiliary winding ay naging mahalaga sa lahat ng mga converter ng flyback para sa pagbibigay ng paunang supply ng pagsisimula sa control IC. Ang supply na VCC na ito ay karaniwang ginagamit para sa pag-power ng switching IC sa pangunahing bahagi at maaaring ayusin ayon sa halagang ibinigay sa datasheet ng IC. Kung ang pagkalkula ay nagbibigay ng isang halaga na hindi integer, iikot lamang ito sa pamamagitan ng paggamit ng itaas na halaga ng integer sa itaas lamang ng numero ng hindi integer na ito.

Paano Kalkulahin ang laki ng wire para sa napiling output winding

Upang wastong makalkula ang mga laki ng kawad para sa maraming paikot-ikot, kailangan muna naming malaman ang kasalukuyang pagtutukoy ng RMS para sa indibidwal na paikot-ikot.

Maaari itong gawin sa mga sumusunod na formula:

Bilang panimulang punto, isang kasalukuyang density na 150 hanggang 400 paikot na mil bawat Ampere, ay maaaring magamit para sa pagtukoy ng gauge ng kawad. Ipinapakita ng sumusunod na talahanayan ang sanggunian para sa pagpili ng naaangkop na wire gauge gamit ang 200M / A, ayon sa kasalukuyang halaga ng RMS. Ipinapakita rin nito sa iyo ang lapad ng kawad at ang pangunahing pagkakabukod para sa iba't ibang sukat ng sobrang enamel na mga wire na tanso.

Hakbang8:

Isinasaalang-alang ang pagtatayo ng transpormer at Winding na disenyo ng Iteration

Matapos mong matukoy ang nabanggit sa itaas na mga parameter ng transpormer, nagiging mahalaga na suriin kung paano magkasya ang sukat ng kawad at ang bilang ng mga liko sa loob ng kinakalkula na laki ng pangunahing transpormer, at ang tinukoy na bobbin. Upang makuha ang karapatang ito nang mahusay sa maraming pag-ulit o pag-eksperimento ay maaaring kailanganin para sa pag-optimize ng pangunahing detalye na tumutukoy sa wire gauge at ang bilang ng mga liko.

Ipinapahiwatig ng sumusunod na pigura ang paikot-ikot na lugar para sa isang naibigay EE core . Sa pagsangguni sa kinakalkula na kapal ng kawad at ang bilang ng mga liko para sa indibidwal na paikot-ikot, maaaring posible na humigit-kumulang na tantyahin kung ang pagpulupot ay magkasya sa magagamit na paikot-ikot na lugar (w at h) o hindi. Kung ang paikot-ikot ay hindi tumatanggap pagkatapos ng isa sa mga parameter sa labas ng bilang ng mga liko, gauge ng wire o ang sukat ng pangunahing, o higit sa 1 parameter ay maaaring mangailangan ng ilang fine-tuning hanggang sa magaling na umikot ang paikot-ikot.

Ang paikot-ikot na layout ay mahalaga dahil sa pagganap ng pagtatrabaho, at ang pagiging maaasahan ng transpormer, makabuluhang nakasalalay dito. Inirerekumenda na gumamit ng isang layout ng sandwich o istraktura para sa paikot-ikot upang mapigilan ang pagtulo ng inductance, tulad ng ipinahiwatig sa Fig5.

Gayundin upang masiyahan at sumunod sa mga patakaran sa kaligtasan ng internasyonal, ang disenyo ay dapat magkaroon ng sapat na saklaw ng pagkakabukod sa kabuuan ng pangunahin at pangalawang mga layer ng paikot-ikot. Maaari itong matiyak sa pamamagitan ng paggamit ng istraktura ng margin-sugat, o sa pamamagitan ng paggamit ng pangalawang kawad na mayroong triple insulated wire rating, tulad ng ipinakita sa sumusunod na pigura

Ang paggamit ng triple insulated wire para sa pangalawang paikot-ikot ay nagiging mas madaling pagpipilian para sa mabilis na pagtibay sa mga internasyonal na batas sa kaligtasan tungkol sa mga disenyo ng flyback SMPS. Gayunman, ang mga nasabing reinforced wires ay maaaring magkaroon ng medyo mas mataas na kapal kumpara sa normal na variant na pinipilit ang paikot-ikot na sakupin ang mas maraming puwang, at maaaring mangailangan ng karagdagang pagsisikap na mapaunlakan sa loob ng napiling bobbin.

Hakbang 9

Paano idisenyo ang Pangunahing Clamp Circuit

Sa pagkakasunud-sunod ng paglipat, para sa mga OFF na panahon ng mosfet, ang isang mataas na boltahe na spike sa anyo ng leakage inductance ay isinailalim sa kanal / pinagmulan ng mosfet, na maaaring magresulta sa isang pagkasira ng avalanche, na sa huli ay nakakasira sa mosfet.

Upang kontrahin ito ang isang clamping circuit ay karaniwang naka-configure sa kabuuan ng pangunahing paikot-ikot, na agad na nililimitahan ang nabuong spike sa ilang ligtas na mas mababang halaga.

Mahahanap mo ang isang pares ng mga disenyo ng clamping circuit na maaaring isama para sa hangaring ito tulad ng ipinakita sa sumusunod na pigura.

Ang mga ito ay ang RCD clamp, at Diode / Zener clamp, kung saan ang huli ay mas madaling i-configure at ipatupad kaysa sa unang pagpipilian. Sa clamp circuit na ito gumagamit kami ng isang kumbinasyon ng isang diode ng pagwawasto at isang mataas na boltahe na Zener diode tulad ng isang TVS (pansamantalang boltahe na suppressor) para sa pag-clamping ng surge spike.

Ang pagpapaandar ng zener diode ay upang mahusay na i-clip o limitahan ang boltahe spike hanggang sa ang leakage boltahe ay ganap na shunted sa pamamagitan ng Zener diode. Ang bentahe ng isang diode Zener clamp ay ang circuit ay aktibo at clamp lamang kapag ang pinagsamang halaga ng VR at Vspike ay lumampas sa breakdown spec ng Zener diode, at sa kabaligtaran, basta ang spike ay nasa ibaba ng Zener breakdown o isang ligtas na antas, ang clamp ay maaaring hindi ma-trigger, hindi pinapayagan ang anumang hindi kinakailangang pagwawaldas ng kuryente.

Paano Pumili ng Clamping Diode / Zener Rating

Ito ay dapat palaging dalawang beses ang halaga ng nakalantad na boltahe VR, o ang ipinapalagay na boltahe ng spike.
Ang rectifier diode ay dapat na isang napakabilis na paggaling o isang schottky na uri ng diode na mayroong mas mataas na rating kaysa sa maximum na boltahe ng link ng DC.

Ang kahaliling pagpipilian ng uri ng pag-clamping ng RCD ay may kawalan ng pagbagal ng dv / dt ng MOSFET. Dito ang parameter ng paglaban ng risistor ay nagiging mahalaga habang nililimitahan ang boltahe na spike. Kung ang isang mababang halaga ng Rclamp ay napili mapabuti nito ang proteksyon ng spike ngunit maaaring dagdagan ang pagwawaldas at basura ng enerhiya. Sa kabaligtaran, kung ang isang mas mataas na halaga ng Rclamp ay napili, makakatulong iyon upang ma-minimize ang pagwawaldas ngunit maaaring hindi gaanong mabisa sa pinipigilan ang mga spike .

Sumangguni sa pigura sa itaas, upang matiyak ang VR = Vspike, maaaring magamit ang sumusunod na formula

Kung saan ang Lleak ay nangangahulugan ng inductance ng transpormer, at maaaring matagpuan sa pamamagitan ng paggawa ng isang maikling circuit sa pangalawang paikot-ikot, o kahalili, ang isang tuntunin ng halaga ng hinlalaki ay maaaring isama sa pamamagitan ng paglalapat ng 2 hanggang 4% ng pangunahing halaga ng inductance.

Sa kasong ito, ang capacitor Cclamp ay dapat na malaki ang makapipigil sa pagtaas ng boltahe sa panahon ng pagsipsip ng enerhiya ng tagas.

Ang halaga ng Cclamp ay maaaring mapili sa pagitan ng 100pF hanggang 4.7nF, ang enerhiya na nakaimbak sa loob ng capacitor na ito ay maipalabas at ma-refresh ng Rclamp nang mabilis sa panahon ng eacj switching cycle.

Hakbang10

Paano Pumili ng Output Rectifier Diode

Maaari itong kalkulahin gamit ang pormulang ipinakita sa itaas.

Siguraduhin na piliin ang mga pagtutukoy na tulad ng maximum na boltahe ng pabaliktad o ang VRRM ng diode ay hindi mas mababa sa 30% kaysa sa VRVdiode, at tiyakin din na ang KUNG o ang avalanche pasulong na kasalukuyang spec ay minimum na 50% na mas malaki kaysa sa IsecRMS. Mas mabuti na pumunta para sa isang schottky diode upang i-minimize ang mga pagkalugi sa pagpapadaloy.

Sa pamamagitan ng isang circuit ng DCM maaaring maging mataas ang kasalukuyang rurok ng Flyback, samakatuwid subukang pumili ng isang diode na mayroong isang mas mababang boltahe sa pasulong at isang medyo mas mataas na kasalukuyang mga spec, na patungkol sa nais na antas ng kahusayan.

Hakbang11

Paano Piliin ang Halaga ng Output Capacitor

Pagpili ng a wastong kinakalkula ang output capacitor habang ang pagdidisenyo ng isang flyback ay maaaring maging lubhang mahalaga, dahil sa isang flyback topology na nakaimbak ng inductive energy ay hindi magagamit sa pagitan ng diode at ng capacitor, na nagpapahiwatig na ang halaga ng capacitor ay kailangang kalkulahin sa pamamagitan ng pagsasaalang-alang sa 3 mahahalagang pamantayan:

1) Kapasidad
2) ESR
3) RMS kasalukuyang

Ang pinakamaliit na posibleng halaga ay maaaring makilala depende sa pagpapaandar ng maximum na katanggap-tanggap na rurok sa rurok na output ng ripple output, at maaaring makilala sa pamamagitan ng sumusunod na pormula:

Kung saan ang Ncp ay nangangahulugan ng bilang ng mga pangunahing pulso sa orasan na kinakailangan ng feedback sa pagkontrol para sa pagkontrol sa tungkulin mula sa tinukoy na maximum at minimum na mga halaga. Karaniwan itong maaaring mangailangan ng humigit-kumulang 10 hanggang 20 na mga cycle ng paglipat.
Ang Iout ay tumutukoy sa maximum na kasalukuyang output (Iout = Poutmax / Vout).

Upang makilala ang maximum na halaga ng RMS para sa output capacitor, gamitin ang sumusunod na formula:

Para sa isang tinukoy na dalas ng mataas na paglipat ng flyback, ang maximum na kasalukuyang rurok mula sa pangalawang bahagi ng transpormer ay bubuo ng isang tumutugma na mataas na boltahe ng ripple, na ipinataw sa katumbas na ESR ng output capacitor. Isinasaalang-alang ito dapat tiyakin na ang rating ng ESRmax ng kapasitor ay hindi hihigit sa tinukoy na katanggap-tanggap na kasalukuyang ripple na kakayahan ng capacitor.

Ang panghuli na disenyo ay maaaring panimula isama ang nais na rating ng boltahe, at ripple kasalukuyang kakayahan ng kapasitor, batay sa aktwal na ratio ng napiling boltahe ng output at kasalukuyang ng flyback.

Siguraduhin na ang Halaga ng ESR ay natutukoy mula sa datasheet batay sa dalas na mas mataas sa 1kHz, na maaaring karaniwang ipalagay na nasa pagitan ng 10kHz hanggang 100kHz.

Nakatutuwang pansinin na ang isang nag-iisa na kapasitor na may mababang spec ng ESR ay maaaring sapat upang makontrol ang output ripple. Maaari mong subukang magsama ng isang maliit na filter ng LC para sa mas mataas na mga rurok ng rurok, lalo na kung ang flyback ay idinisenyo upang gumana sa isang DCM mode, na maaaring magagarantiyahan ng isang makatwirang mahusay na kontrol ng boltahe ng ripple sa output.

Hakbang12

Karagdagang Mahahalagang Pagsasaalang-alang:

A) Paano Pumili ng Boltahe at Kasalukuyang pag-rate, para sa Pangunahing bahagi ng Bridge rectifier.

Maaari itong gawin sa pamamagitan ng equation sa itaas.

Sa pormulang ito Ang PF ay nangangahulugang power factor ng power supply, maaari kaming mag-apply ng 0.5 sakaling ang isang tamang sanggunian ay hindi maaabot. Para sa tulay na tagapagpatuwid piliin ang mga diode o ang module na mayroong rating ng pasulong na amp 2 beses na higit pa sa IACRMS. Para sa rating ng boltahe, maaaring mapili ito sa 600V para sa isang maximum na detalye ng input ng 400V AC.

B) Paano Piliin ang Kasalukuyang Sense Resistor (Rsense):

Maaari itong kalkulahin sa sumusunod na equation. Ang sensing resistor na Rsense ay isinasama upang bigyang kahulugan ang maximum na lakas sa output ng flyback. Ang halaga ng Vcsth ay maaaring matukoy sa pamamagitan ng pagtukoy sa datasheet ng controller IC, ang Ip (max) ay nangangahulugan ng pangunahing kasalukuyang.

C) Pagpili ng VCC ng Capacitor:

Isang pinakamainam halaga ng capacitance ay mahalaga para sa input capacitor upang makapag-render ng tamang panahon ng pagsisimula. Kadalasan ang anumang halaga sa pagitan ng 22uF hanggang 47uF ay gumagana nang maayos ang trabaho. Gayunpaman kung napili ito ng mas mababa ay maaaring magresulta sa pagpapalitaw ng isang 'sa ilalim ng boltahe lockout' sa controller IC, bago magawa ng Vcc ng converter. Sa kabaligtaran ng isang mas malaking halaga ng capacitance ay maaaring magresulta sa isang hindi kanais-nais na pagkaantala ng oras ng pagsisimula ng converter.

Bukod pa rito, siguraduhin na ang capacitor na ito ay may pinakamahusay na kalidad, pagkakaroon ng napakahusay na ESR at kasalukuyang mga pagtutukoy ng ripple, na katulad ng output mga pagtutukoy ng capacitor . Mahigpit na inirerekumenda na ikonekta ang isa pang mas maliit na capacitor ng halaga sa pagkakasunud-sunod ng 100nF, kahanay sa tinalakay sa itaas na capacitor, at kasing malapit sa posible sa VCC / ground pinouts ng IC control.

D) Pag-configure ng Feedback Loop:

Ang kompensasyon ng loop ng feedback ay naging mahalaga upang ihinto ang pagbuo ng oscillation. Ang pag-configure ng kabayaran sa loop ay maaaring maging mas simple para sa DCM mode flyback kaysa sa isang CCM, dahil sa kawalan ng 'kanang kalahating eroplano zero' sa yugto ng kuryente at sa gayon walang kinakailangang bayad.

Tulad ng ipinahiwatig sa itaas na pigura ng isang deretsong RC (Rcomp, Ccomp) karamihan ay nagiging sapat lamang upang mapanatili ang mahusay na katatagan sa buong loop. Sa pangkalahatan ang halaga ng Rcomp ay maaaring mapili kahit ano sa pagitan ng 1K at 20K, habang ang Ccomp ay maaaring nasa loob ng saklaw na 100nF at 470pF.

Tinatapos nito ang aming detalyadong talakayan sa kung paano magdisenyo at kalkulahin ang isang flyback converter, kung mayroon kang anumang mga mungkahi o katanungan, maaari mong ilagay ang mga ito sa sumusunod na kahon ng komento, ang iyong mga katanungan ay sasagot sa lalong madaling panahon.

Kagandahang-loob: Infineon